Поддержите пожалуйста сайт

ПРОЕКТИРОВАНИЕ PFC НА МИКРОСХЕМЕ L4981

ВВЕДЕНИЕ

Обычные преобразователи переменного тока в постоянный, как правило, используют двухполупериодный выпрямительный моста с простым емкостным фильтром, чтобы получать питание от сети переменного тока. Этот конденсатор фильтра должен иметь достаточно большую емкость, чтобы обеспечить полную мощность в течение большей части каждого полупериода, в то время как мгновенное напряжение сети ниже выпрямленного напряжения постоянного тока. Вследствие этого, форма кривой линии тока представляет собой узкий импульс, а коэффициент мощности низок (0,5-0,6) из-за высоких гармоник искажения сигнала тока.

Если между входным выпрямительным мостом и конденсатором емкостного фильтра расположить ключевой регулятор коэффициента мощности, коэффициент мощности будет повышен (до 0,99). Кроме того, возрастает RMS мощность тока сети, уменьшая пиковый ток конденсатора, и гармонические помехи.

Переключение на частоте гораздо выше, чем один полупериод, так предрегулятор формирует синусоидальный входной ток, в фазе с входным сетевым напряжением.

Есть несколько способов достигнуть это. Когда выходное напряжение выше, чем входное напряжение (Vo> Vin), топология BOOST и непрерывный текущий режим управления индуктором хорошо подходят для получения синусоидальной формы кривой тока входного сигнала хорошего качества. Входной di/dt низок, так как индуктор расположен между мостом и коммутатором. Это сводит к минимуму шумы и пики сети поскольку они будут сглажены индуктором.

Рис. 1. Блок-схема L4981

L4981 МИКРОСХЕМА КОНТРОЛЛЕРА PFC

Интегральная схема L4981 представляет собой контроллер режима непрерывного среднего тока с несколькими специфическими функциями для активной коррекции коэффициента мощности. Он может работать качественно в диапазоне преобразования высокой/среднего мощности и предоставляет все необходимые возможности для достижения очень высокого коэффициента мощности до 0,99. Благодаря используемой технологии BCD, может быть использовано оперативное переключение частотой более 200 кГц.

L4981 можно использовать в системах с универсальным входным напряжением сети без любого переключателя линии. Этот новый PFC предлагает альтернативный вариант синхронизации, работающий на фиксированной частоте (L4981A), или работающих с модулированной частотой (L4981B), чтобы оптимизировать размеры входного фильтра. Оба устройства управления преобразованием в среднем текущем режиме PWM для поддержания синусоидального тока линии без компенсации наклона.

ОСНОВНЫЕ ВОЗМОЖНОСТИ:


P.F.C. BOOST ТОПОЛОГИЯ ФУНКЦИОНИРОВАНИЯ

Работа PFC. повышающего преобразователя (см Рис. 2) кратко  описана далее.

Напряжение сети A.C. выпрямляется диодным мостом и выпрямленное напряжение, подается на повышающий преобразователь. Секция повышающего преобразователья, с использованием технологии коммутации PWM, повышает выпрямленное входное напряжение до регулируемого выходного D.C.  напряжения (VO). Секция состоит из повышающего индуктора (L), управляемого силового ключа (Q), бустерного диода (D), выходного конденсатора (CO) и схема управления.

Опираясь на переменное во времени синусоидальное напряжения сети, преобразователь создает импульсный средний ток индуктора, как выпрямленного входного напряжения, непрерывно меняя нагрузочный цикл активного ключа (Q).

Повышенное напряжение D.C. поддерживается равным заданному значению, выше, чем максимальное мгновенное входное напряжения ( VIpk).

Что касается основных токов, показанных на схеме рис.2, упрощенные формулы (предполагается, что энергетическая эффективность = 1; выход пульсации напряжения = 0; пульсация тока высокочастотного индуктора = 0):

  1. Пик индуктор (L), переключатель (Q) и диод (D) токов

  2. RMS тока индуктора

    3. Рис 2.

  3. RMS ток переключения

  4. Среднее значение тока диода

    5. IDavg = IO

  5. RMS ток диода

  6. Общий RMS ток конденсатора ( CO)

  7. RMS тока конденсатора двойной частоты сети

  8. RMS ток конденсатора высокой частоты

На рис. 3 показаны упомянутые выше величины, нормированные к выходному току D.C. (IO), график зависимости соотношения VIpk/VO. Кроме того, ILpk • ILrms нормированные к значению IO2, связанные с энергией катушки индуктивности ( I2 • L ), изображен на диаграмме (пунктирная линия). Этот последний график дает представление о большом увеличении размера катушки индуктивности, работающей с большим диапазоном входного напряжения.

Очевидно, что в реальном применении эффективность составляет менее 100% (η<1). Пульсации выходного напряжения, связанного с выходным конденсатором (CO) является параметром для рассмотрения. Пульсации тока катушки индуктивности высокой частоты (ΔIL) является еще одним параметром зависимым от значения индуктивности (L), частоты коммутации (fsw) и выходной мощности (PO).

 

 

ОПИСАНИЕ ФУНКЦИЙ КОНТРОЛЛЕРА.

Микросхема L4981 управляет процессом преобразования методом с непрерывным режимом среднего тока, с помощью двух контуров управления (петли по току и петли по напряжению) см. 5. Кроме того, некоторые внутренние функции обеспечивают производительность преобразования высокого качества.

Описание внутренних блоков будет подробно изложены в разделе критериев проектирования и описания контактов. Тем не менее, как показано на Рис. 4, здесь ниже будет приведено краткое описание основных функций:

Блок умножения.

Этот блок формирует выходной ток (программирование тока) в результате произведение четырех различных входных сигналов (см. Рис.13 для более подробной информации). Выходной ток бустера, через резистор, подключенный к отрицательной стороне токоизмерительного резистора, определяет сигнал ошибки, в текущем цикле.

 

Блоки Операционных усилителей.

Петлю обратной связи обеспечивают два усилителя. Первый из них (Е/А), передает обратно выходное напряжение (VO) и подает выходной сигнал на блок множителя. Второй (C/A), передает обратно линейный ток и формирует поправку на блок PWM (ШИМ).

Блок PWM.

Этот блок, сравнивая пилообразной, вырабатываемые генератором, с опорным сигналом выхода C/A, модулирует выходной сигнал нагрузочного цикла. Его выход, с помощью логических секций и драйверов, позволяет управлять ключом (Q) для модуляции тока катушки индуктивности.

Блок логики.

Управляет потоком от PWM и выходом с вспомогательной функцией сигналов и мягкого пуска.

Драйвер.

Драйвер подает ток затвора для включения и выключения силового ключа (Q). Он обеспечивает пиковое значение тока до 1A, чтобы обеспечить приложениям высокую частоту переключения.

Дополнительные функции.

Вспомогательные функции позволяют избежать перенапряжения на силовых элементах устройства.

Блок питания.

Эта схема обеспечивает питание внутренних блоков и источника опорного напряжения, распознает пониженное напряжение и условия режима экономии потребления.

P.F.C. BOOST КРИТЕРИИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ

L4981 ОПИСАНИЕ ВЫВОДОВ И ВЛИЯЮЩИХ ЦЕПЕЙ.

Pin 1. P-GND (Power stage ground). Этот вывод, на печатной плате, должен быть подключен ближе к выводу истока МДП-транзистора.

Pin 2. IPK (Overcurrent protection input). Ограничение тока получается от внутреннего компаратора, который удерживает внизу выход драйвера, когда напряжение на входе IPK падает до нуля. В L4981A, чтобы запрограммировать вход IPK имеется внутренний источник тока ( Iipk) типично 85μA. Максимальный пиковый ток (Ipk) можно запрограммировать подключив (см. рис. 6.) резистор (Ripk) между этим выводом и резистором ( RS):

В L4981B, чтобы запрограммировать вход IPK, требуется соединить вспомогательным резистором (Raux) вывод VREF с выводом IPK. Максимальный пиковый ток (Ipk) можно запрограммировать подбором (см. Рис. 6.) сопротивления Raux и Ripk:

где

Примечание: Если используется L4981A, вспомогательный резистор позволяет избежать того, что разброс ток истока влиял на точность защиты требуется получить вспомогательный ток (Iaux) намного выше, чем Iipk.

 

Pin 3. OVP (Overvoltage protection input). Компаратор с прецизионным опорным 5.1V напряжением и гистерезисом 250мВ, определяет состояние перенапряжения и включает контроллер в режиме ожидания условия (с низким энергопотреблением) и разряжает конденсатор мягкого пуска. Этот вывод (см. Рис. 7) должен быть внешне связан с резистивный делитель ( Ra и Rb) до выходного D.C. напряжения. Отношение делитель определяется соотношением:

где: ΔVOUT есть предел выходного напряжения.

Рис. 7.

Pin 4. IAC (A.C. current input). Этот вывод (см. Рис. 8) должен быть подключен через резистор к выпрямленному линейному напряжению для приведения в действие мультипликатора с током ( IIAC) пропорционально мгновенному линейному напряжению:

Зависимость между входным сигналом переменного тока ( IIAC) и выходного тока (программирование сигнала Imult) умножитель описан в разделе MULT-OUT (PIN 8).

 

Рис 8.

Pin 5. CA-OUT (Current amplifier output). CA_OUT освободители его сигнал в PWM компараторе. Внешняя цепь (см. Рис. 9) определяет соответствующий коэффициент усиления контура для обработки выходного сигнала мультипликатора и линии сигналов тока. Чтобы избежать проблемы колебаний (см. Рис. 10) при максимуме тока индуктора спад тока ( VO/L) должен быть ниже, чем крутизна фронтов генератор ( VSRP • fSW):

где:

Vsrp - размах напряжения генератора пик-пик.

Gca - коэффициент усиления тока.

fsw - частота переключения.

можно записать в виде:

 

определяет высокочастотный коэффициент усиления C/A

Для того, чтобы определить значение Cf, полезно рассмотреть коэффициент усиления по току размыкания, определяемый соотношением между напряжением на Rs и текущего выходного сигнала усилителя:

Потому что, в худшем случае условие:

и полное изменение vca (опорного сигнала для PWM) является VSRP:

Умножив Gavg на GCA и решая для частоты пересечения ( f = fc), следующим образом:

Для того, чтобы обеспечить запас по фазе (более 45 °), нулевую частоту ( fZ должна быть примерно, так: , тогда:

 

Рис. 11.

Pin 6. LFF(Load feed-forward input). Этот вывод по входному напряжению позволяет изменять выходной ток умножителя пропорционально нагрузке, с тем, чтобы улучшить время отклика в зависимости от переходного процесса нагрузки. Управление работает при VLFF между 1.5V и 5.1V. Если эта функция не используется, LFF вывод должен быть подключен к выводу VREF. Смотрите также Приложение A.

Pin 7. VRMS. Вклад в делитель (1/V2RMS), он особенно полезен в универсальной питающей сети, чтобы компенсировать изменение коэффициента усиления, связанного с изменением входного напряжения. Он будет подключен к внешней сети (см. 12а) дает уровень напряжения, пропорциональный VRMS питающей сети. Наилучший контроль достигается с помощью уровня напряжения Vrms в диапазоне между 1,5 и 5,5V.

Чтобы избежать линейного искажения тока, необходимо уменьшить уровень пульсации напряжения (2f). Двухполосный фильтр с тремя резисторами и двумя конденсаторами, с нжней частотой среза 2 Гц и верхней частотой среза, 13Гц достаточно, чтобы получить полезный уровень напряжения, сводящий подавление 100Гц к -80дБ.

 

Pin 8. MULT-OUT (Output of the multiplier). Этот вывод обеспечивает ток программирования (Imult) в соответствии с соотношением:

где: VVA-OUT= E/A диапазон выходного напряжения

VLFF = входное напряжение на выводе 6

VRMS = входное напряжение на выводе 7

IIAC = входной ток на выводе 4

Для оптимизации умножителя смещения для каждого приложения, соотношение между Imult и другими входными сигналами на умножитель здесь сообщалось (вернитесь к рис. 13 и далее показано на рис. 13a-13h).

Рис. 13.

 

Pin 8 должен быть подключен через резистор (Ri) к отрицательной стороне Rs (см. Рис. 9) просуммировать (IL • RS) и ( Imult • Ri сигналы). Результирующее суммарное напряжение сигнала ошибки поступает на не инвертирующий вход усилителя тока.

Ri • Imult = Rs • IL

Pin 9. ISENSE (Current Amplifier inverting input). Этот вывод, внешним образом подключен к питающей сети, описанной в CA-OUT (вывод 5). Следует отметить, что Ri и Ri имеют то же значение, из-за цепи обратной связи с высоким импедансом.

Pin 10. SGND (Signal ground). Он должен быть подключен, к GND печатной платы, контакту конденсатора фильтра.

Pin 11. VREF (Voltage reference). Внутренняя схема стабилизации, обеспечивает точный источник опорного напряжения. Внешний конденсатор фильтра (от 100nF до нескольких μF) рекоммендуется подключить к сигнальной земле (см. 14). Этот вывод может обеспечить до 10 мА и может быть использован для внешних потребностей (например, подключить другие схемы).

Рис. 14.

 

Pin 12. SS (Soft start). Эта функция позволяет избежать перегрузки по току на внешнем Mosfet (Q) при наростании выходного напряжения. Внутренний переключатель разряжает конденсатор, если выход по повышенному напряжению или VCC пониженного напряжения обнаружены. Внутренний генератор тока 100μA c внешним конденсатором определяют времени плавного пуска на выводе (см. Рис. 15). Поскольку напряжение на выводами плавного пуска действует на Е/A Выход (изменение множителя с VVAOUT = 5.1V типичное колебание напряжения), время плавного пуска определяется по формуле:

Рис. 15.

Это время (tSS) зависит от параметров приложения (выходное напряжение, входное напряжение, выходное значение конденсатора, значения индуктивности boost-катушки и т.д.) и обычно имеет значение в сумме несколько десятков миллисекунд.

Pin 13. VVA-OUT (Error amplifier output). Вывод E/A, который определяет значение напряжения ( VO). Этот вывод должен быть связан с компенсацией сети к выводу 14 (см рис.16).

Во-первых, система не должна пытаться регулировать дважды от выходной частоты пульсации сетевого напряжения (ΔVO), чтобы избежать искажений пропорций сетевого тока. К тому же должна быть обеспечена стабильность работы системы. Усиления разомкнутого контура напряжения может быть разделен в двух отдельных блоков.

Небольшой коэффициент усиления сигнала первого блока, определяется соотношением между Е/А выходного напряжения (Vea) и изменение выходного напряжения (Vo) и определяется E/A сети:

Где Gea` является коэффициент усиления E/A без Rr исх. Рис. 16. R2 не оказывает никакого влияния на коэффициент усиления усилителя ошибки, так как потенциал инвертирующего входа фиксирован к VREF. Gea можно рассматривать также как отношение между выходным пульсацией усилителя ошибки и пульсации выходного напряжения наложены (ΔVO). Выходной сигнал E/A может меняться от 1.28V до 5.1V. Значение менее 2,5% от эффективного колебании напряжения Выхода E/A (VVAOUT = 3.82V) могут быть выбраны, чтобы зафиксировать Cr. Таким образом, Gea определяется частотой пульсации выходного напряжения, значение Cr определяется, чтобы обеспечить затухание 100/120 Гц (2f).

где: Ka = 1/60 для 50Hz и 1/72 для 60Hz частоты сети.

Более низкое значение Cr может увеличить коэффициент гармонических искажений. Второй блок (блок питания) представлен выходной конденсатор фильтра (CO) со своим собственным реактивным сопротивлением (XCO), система должна быть способна компенсировать общую вариацию внешней нагрузки через E/A выходной отклик (ΔVea). Функция передачи усиления мощности (GPW), для больших вариаций можно записать:

 

Полное изменение нагрузки ( IO) далее будет рассмотрен вопрос: POmax)/VO:

Когда коэффициент усиления без обратной связи по напряжению содержит два полюса в нуле, то может возникнуть проблема устойчивости. Подключение резистора (Rr) параллельно с конденсатором Cr позволит сместить E/A полюса от начала координат до 1/(Rr • Cr), обеспечивая стабильность.

Частота разделения fC может быть вычислена из GPW • Gea` = 1 , следует:

Чтобы обеспечить наибольшее усиление постоянного тока, поддерживая запас по фазе, по меньшей мере, 22°, максимальное значение Rr ограничено так:

Значение конденсатора выходного фильтра (СО) связано с фильтрацией выходного напряжения (смотрите раздел силовые элементы).

Pin 14. VFEED (Error amplifier input). Этот вывод (см. Рис. 16), соединенный с выходным напряжением через делитель, позволяет регулировать выходное D.C. напряжение. Пренебрегая вкладом E/A резистора обратной связи ( Rr ), ссылка 5.1V и выход постоянного напряжения (VO) определяют соотношение между R1 и R2:

Для того, чтобы считать, что R1, с совмещены сети обратной связи (см контакт 13 описание) определяют коэффициент усиления E/A. Отношение R1/Rr воздействует на регулирование нагрузки (низкий выходной ток увеличивает выходное напряжение) со следующим соотношением:

где: ΔVOmax максимальное изменение выходного напряжения вследствие изменения E/A уменьшения усиления и нагрузки.

R1 и R2 будут выбраны высокого класса точности:

Pin 15. P-UVLO(Programmable supply undervoltage threshold). Внутренний делитель (между контактами 19, 15 и выводами заземления) и внутреннего компаратора с пороговым напряжением 1.28V фиксирует включения по умолчанию и выключения уровни 15.5V и 10V из секции подачи (см. Рис. 17). Использование внешнего делителя (RH и RL) это можно изменить пороговые значения подачи: RH фиксирует гистерезис, RL фиксирует включения порогового значения. Для того, чтобы разработать делитель для заданного порогового значения питания, полезно знать (см. Рис. 17), Типичное значение резистора, полезно для разработки внешнего делителя, являются: R1 = 394k, R2 = 88K и R3 = 58K. Во всяком случае, на рис. 17а / б показана диаграмма с пороговыми значениями и таблицы, полезные для быстрого выбора RH и RL.

Для отключения функции смотрите Приложение B.

Рис. 17.

Pin 16. SYNC (In/Out synchronization). Только для L4981A, эта функция позволяет устройству быть синхронизирован с другими схемами системы (см. Рис.18a). При наличии внешней синхронизации, внешний тактовый сигнал должен удовлетворять этим условиям: амплитуда сигнала должна пересекать пороговую величину (3.5V), частота должна быть несколько выше, чем запрограммировано константой RC (см выводами 18) и длительность импульса должна быть не менее 800 нс.

Если устройство для синхронизации других схем, сигнал с этого вывода является положительным импульсом 4,6 В (0,5 мА) и длительность импульса равна длительность спада пилообразного сигнала.

L4981B использует этот вывод, чтобы выполнения другую функцию. Если приложение не использует функцию SYNC, это сосредоточиться умолчанию устраивают проблему фильтрации EMI с использованием версии B. Pin 16, названный FREQ-MOD в версии B, позволяет изменять частоту переключения, чтобы распространить содержание энергии в более широком диапазоне спектра.

Для выполнения частотной модуляции (см Рис.18b), вывод должен быть подключен через резистор (RFM), к выпрямленному напряжению сети. Это позволяет изменять динамически (цикл за циклом) в (COSC) зарядные и разрядные токи, которые определяют фронты пилообразной осциллятора. Эффект от резистора вызывает изменение частоты (см Рис.18c) между номинальным значением (fSWи его минимальное значение, которое происходит, когда входное напряжение достигает максимального значения (VIpk). Полное изменение частоты (см также контакт 17 и 18) можно оценить по формуле:

где: Rfm резистор, программирующий ток.

K константа с значением = 0.1157 для значения R в KΩ и fSW в KHz.

Типовые 20% могут быть хорошим компромиссом.


Pin 17. ROSC (Oscillator resistor). Внешний резистор подключен к земле, программы силы токи заряда и разряда, что выводами 18 ( COSC) на внешний конденсатор. В качестве опорного напряжения на выводе 17 является 1.28V (см Рис.18a/б)

Ток заряда определяется по формуле:

Ток разряда определяется по формуле:

Максимальный ток разряда Id = 12мА, это означает, что минимальное значение Rosc 22KΩ.

Pin 18. COSC (Oscillator capacitor). Внешний конденсатор (см Рис. 18а/б), соединенных между этим выводом и землей, фиксирует время нарастания и спада ( tR и tF) пилообразного осциллятора в соответствии с предыдущими соотношениями (контакт 17) и, следовательно, частота переключения. впадина-пик напряжения типичная пандус (VSRP) фиксируется на 5V.

Период Т определяется по формуле:

частота переключения:

Смотрите также рис. 19

Рис. 19. Осциллятор

Pin 19. VCC (Supply voltage input). Вход питание. В настоящее время функция очень низкое потребление до включения порогового значения достигается. Минимального напряжения схемы, с порога гистерезиса 5.5V тип. (Смотри также вывод 15) и внутренний ограничитель на 25V (тип.) Обеспечивает безопасность эксплуатации микросхемы.

Pin 20. GDRV (Gate driver output). Выход драйвера. Этот вывод внутренне ограничен 15В (см. Рис. 20), чтобы избежать пробоя затвора. Вывод драйвер обычно соединен с затвором устройства питания через резистор (скажем, от 5 до 50 Ом), чтобы избежать перерегулирования и контролировать dI/dt ключа.

ПРОЕКТИРОВАНИЕ СИЛОВОЙ ЧАСТИ

Booster ИНДУКТОР

Конструкция включает в себя бустерный Индуктор различные параметры, которого будут определены и существуют различные подходы для определения их. При непрерывном режиме работы, энергия, запасенная в повышающего индуктора в каждом цикле переключения, не полностью переносится на выход (накопительного) конденсатора. Некоторое количество энергии хранится в магнитной цепи, уменьшая таким образом пульсации тока входного сигнала. Это сводит к минимуму шум линии и уменьшает размер входного фильтра (см Рис.21).

Энергия, передаваемая от бустерного индуктора к накопительному конденсатора в каждом цикле:

где: L = Boost Индуктивность

ILp = Пиковый ток Индуктора ( ILt + ΔIL/2)

ILv = Ток впадины Индуктора ( ILt - ΔIL/2)

ILt = Мгновенный ток в сети ( ILp + ILv)/2

ΔIL = Двойная пульсация тока индуктора ( ILp-ILV)

Так как мгновенная линии тока (ILT), что соответствует среднему значению тока индуктора в цикле, рисует полную выпрямленное (полу- синусоидальной) формы волны, полезно обратиться к сети переменного тока RMS и пиковым параметрам:

 

где:

Irms = ILrms = PI/VIrms ток в сети

PI  = PO/η входная мощность

η КПД по мощности.

Мощность, передаваемая посредством индуктора в каждом цикле

где: ton = d/fsw и d = (VO-VIt)/VO

Для данного L, то двойная пульсация тока ΔIL является величина, связанный с передаваемой энергией и может быть рассчитан как определенный процент от тока индуктора ILpk.

Если максимальное значение Vlpk выше VO/2, максимальное ΔIL возникает, когда и его значение

Если максимальное значение Vlpk не достигает значения VO/2 напряжение, максимальное ΔIL уменьшается, а его значение:

При непрерывном режиме работы, приемлемый уровень тока пульсации (Kr) можно рассматривать в пределах от 10% до 35%.

Меньшие пульсации тока на индукторе включает в себя меньший шум на выпрямленного основной шины, уменьшая размер входного фильтра; но пульсация сокращение вызовет увеличение бустерного индуктора.

Высокое напряжение, плотность потока и диапазон частот делают высокочастотный феррит наиболее полезный материал P.F.C. Приложения. Для того, чтобы избежать насыщения сердечника, связанных с высокой проницаемостью материалов, необходимо обеспечить воздушный зазор для того, чтобы обеспечить адекватный магнитный диапазон напряженности поля (Н + Hgap). Самый простой подход, чтобы иметь аппроксимируемый минимальное значение размера сердечника, которые могут быть использованы для выполнения преобразования:

где : K = константа удельной энергии.

L = Boost значение индуктивности в H.

Константы удельной энергии (К), в основном, зависит от соотношения между длиной промежутка (LGAP) и эффективной длины (Leff) магнитного сердечника и набора на максимальном размахе ΔB . Практически

 

могут быть использованы для получения минимального объема сердечника, установленного в cm3. После того, как минимальный размер базового набора оценивается, подходящий тип будет выбран из технико-экономических оценок. Следующим шагом будет разработка параметров катушки.

Указанная выше формула если упоминается магнитным пути, может быть переписано:

где :

Ae = эффективная площадь сечения сердечника.

leff = эффективная магнитная длина пути.

ΔB = отклонеие плотности магнитного потока.

H = напряженность магнитного поля.

Начальное значение проницаемости зависит от ферритовых материалов. Основные материалы для силового применения (например, B50/51), имеют начальное значение проницаемости около 2500 раз больше, чем воздуха. Это означает, что при определенном проценте длины воздушного зазора, можно пренебречь Leff (длина сердечника) примерно расчетную например, если 1% от длины воздушного зазора, используется по отношению к значению длины сердечника, вносимая ошибка составляет около 4%.

Переписывая  имеем:


приравняв и упростив


Ae· Igap·Hgap·ΔB≈L·ILt·ΔIL

Потому как: Igap·Hgap≈N·ILt и ΔB = μ0·ΔH

Ae·N · μ0·ΔH≈ I · ΔIL

и наконец:

Это упрощенное отношение гораздо проще в использовании, чем один полный:

После того, как N было определено, что необходимо проверить сердечник на насыщения (номинальный N • Imax по сравнению с воздушным зазором на справочных данных ферритов). Если при проверка результат слишком близок к номинальному пределу, следует увеличить зазор lGAP и провести новый расчет. Потери в меди RL • I2LRMS будет рассмотрен для выбора провода.

Вспомогательная обмотка может быть использован только, чтобы получить низкую стоимость питания микросхемы. Это будет низкая стоимость тонкого провода обмотку будет использоваться, и число витков является единственным параметром для определения.

Входной мост

Входные диоды моста могут быть стандартными офф-лайн, медленного восстановления и низкая стоимость устройств. Выбор устройства учитывает только входной ток (IRMS) и термические данные.

Входной конденсатор

Входной конденсатор фильтра ( CIN) должен поддерживать входное мгновенное напряжение (VIt), с пульсации напряжения, вызванной во время включения (ton) Mosfet.

Наихудшие условия будут найдены для номинального минимального VIrms входного напряжения (мин).

Максимально высокая частота пульсации напряжения ( r = ΔVI/VI) должен быть наложен:

где: Kr является коэффициент пульсации тока.

r = 0.02 до 0.08.

Максимальное значение CINограничено, чтобы избежать искажений тока.

Выходной Конденсатор

Выбор выходного объемного конденсатора (СО), в основном зависит от электрических параметров, которые влияют на фильтр представления, а также на последующем применении.

Выходное D.C. напряжение и перенапряжение, выходная мощность и пульсации напряжения являются основными параметрами, которые следует учитывать во всех приложениях. RMS тока пульсации конденсатора  и так, пульсации выходного напряжения (ΔVO) будет:

Для конденсатора с низким ESR может быть упрощено:

 

Хотя ESR, как правило, не влияет на выходной параметр пульсации, он должен быть учтен в составляюей потери мощности для выпрямленного сетевого напряжения и нагрузки коммутации.

Если для определенного приложения (например питание компьютеа) источник должен гарантировать определенное время удержания ( tHOLD), критерии определения емкость изменится:

Конденсатор СО должен предоставить энергию питания в течение определенного времени с определенным падением напряжения.

где :

VO_min= Минимальное значение выходного напряжения (обычно при максимальных нагрузках)

Vop_min = минимальное выходное напряжение действует до обнаружения «отказа питания».

Силовой ключ

Силовой MOSFET является активным коммутатором обычно используется благодаря его частотным свойствам. Он выбрирается в соответствии с выходным напряжением и передаваемой мощностью.

Есть два вклада на потери энергии в МОП-транзистора: потери проводимости и потерь при переключении. Во включенном состоянии потери мощности можно рассчитать по следующей формуле:

Pon-MOS =IQrms2 Rdson

Один из оценок потерь при переключении может быть сделано с учетом двух отделенных величин:

где:

Coss это емкость Стока при VDS = 25V.

tcr время переключения.

Cext это внешняя монтажная паразитная емкость.

Prec это вклад за счет восстановления диода.

Для уменьшения потерь переключения допускается использование снаббера.

Бустерный диод

Бустерный диод будет выбираться, чтобы выдержать выходное напряжение и ток. Кроме того, он должен быть максимально быстрым чтобы уменьшить потери переключении. Серия переключающих диодов STMicroelectronics Turbo™ соответствует этому спецификациям, и особенно хорошо подходят для этого применения. Потери мощности диода можно разделить на два вклада: потерь проводимости и потерь при коммутации. Потери проводимости могут быть оценены так:

PDon= Vto · IO + Rd · IDrms2

где: Vto = пороговое напряжение

Rd = дифференциальное сопротивление

 

Измерительный Резистор

Измерительный резистор вырабатывает сигнал для токовой петли обратной связи и для схемы защиты от перегрузки по току. Самый простой критерий выбора его сопротивление, чтобы минимизировать рассеиваемую мощность, обеспечить необходимое отношение сигнал/шум. В приложениях высокой мощности возможно применение магнитных датчиков (см. Рис. 22).

Рис. 22. магнитный датчик

ПРОЦЕСС КОНСТРУИРОВАНИЯ.

Для закрепления описанной концепции, здесь следует краткое описание возможной конструкции блок-схемы типичного приложения "низким средний диапазон мощности" PFC.

Спецификация Конструкции:

Конструирование начинается с определения условий эксплуатации.

Схема на рис. 23 может быть предложена в качестве базовой для применения PFC среднем диапазоне мощности.

 

Рис. 23.

Типовое применение Низкой-средней мощности (VO= 400V; PO= 200W)

 

Входной конденсатор

Входной конденсатор, расположенный в выпрямленной сети, следует рассматривать как часть фильтра электромагнитных помех EMI. При размещении этой части после сетевого выпрямителя, получим шунтирующий эффект для тока высокой частоты, чтобы избежать бросков в диодах моста из-за плохой характеристики восстановления. С другой стороны, значение этого конденсатора должен быть как можно более низкой, так как наличие постоянного напряжения воздействует на гармонические искажения.

Достаточно 220nF, высокая частота фильтра и введенный уровень DC можно считать не имеет существенного значения при разумной нагрузке.

Выходной конденсатор

Для выбора выходного конденсатора, может будет учитывать только пульсации выходного напряжения.

Выбираем 100μF/450Vthr 100 / 120Гц пульсации ± 8Vac

Взамен этого, если предварительно регулировать напряжение, что должно обеспечить достаточное количество энергии для требований времени удерживания (т.е. энергия подается в систему питания), значение Cout будет увеличено примерно до 180μF.

Измерительный резистор

Сопротивление измерительного резистора (Rest) выбирают исходя из уровня сигнала и параметров рассеиваемой мощности.

Используя ± 70mΩ, измерительный сигнал достаточен, чтобы обеспечить управление по току.

С другой стороны, максимальная потребляемая мощность будет:

Pros= RS • (Ilrms2 + Ilhfrms2) ≤ 0.5W

Где сигнализация max.= 2.50A

Силовой Mos

Рабочее напряжение Mosfet выбирается; Bvdss≥Vout+DVout+ запас = 500V.

Rdson подбирают, чтобы рассеиваемая мощность проводимости была минимальна.

Формула для расчета: Pon_max = Iqrms2 • Rdon

т.е. с учетом Ron(t) = 0.7Ω тогда Pon_max= 2.15 • 0.7 = 3.3 W.

Добавление потери переключения (и емкостной) можно оценить как 8W до 10 Вт общей рассеиваемой мощности.

Бустерный Диод

Для режим работы при постоянном ток,е предлагают использовать диод с сверхбыстрым обратным восстановлением. Семейство диодов STMicroelectronics TURBOSWITCH ™ предлагает хорошее решение для такого рода приложений.

Бустерный Индуктор

Проектирование индуктора начинается с определения значения L, которая является функцией частоты переключения и принятой пульсации тока. В этом проекте, мы предлагаем значение индуктивности L = 0.75mH, который может быть реализован с использованием ферритового сердечника ET3411 с установленным зазором.

Результаты, касающиеся описанной схемы, были протестированы и сведены в следующую таблицу:

 

Vi f Pi PF A-THD H3 H5 H7 H9 VO ΔVO PO η
(Vrms) (Hz) (W) (%) (%) (%) (%) (%) (V) (V) (W) (%)  
110 60 220 0.999 1.79 1.40 0.40 0.31 0.28 392 8 201 91.6
220 50 217 0.997 2.25 1.68 0.83 0.57 0.48 398 8 204 94.2

 

Перевод с английского, исходный документ в формате pdf:

PDF
AN628 APPLICATION NOTE; 2004 STMicroelectronics

При размещение переврда на сторонних сайтах обязательна ссылка на данную страницу